【导读】针对需支持宽输入/输出电压范围的电源转换场景，ADI推出全集成四开关降压-升压型μModule稳压器，将控制器、MOSFET、功率电感及电容集成于3D封装中，兼具紧凑设计、高功率密度与优异效率、热性能。该器件无需额外配置即可灵活适配降压、升压及反相输出等多拓扑应用，满足云计算、工业控制等场景对宽电压、高可靠电源的需求。
摘要
针对需支持宽输入/输出电压范围的电源转换场景，ADI推出全集成四开关降压-升压型μModule稳压器，将控制器、MOSFET、功率电感及电容集成于3D封装中，兼具紧凑设计、高功率密度与优异效率、热性能。该器件无需额外配置即可灵活适配降压、升压及反相输出等多拓扑应用，满足云计算、工业控制等场景对宽电压、高可靠电源的需求。
四开关降压-升压拓扑用作降压型稳压器
ADI公司推出了多款40 V降压型μModule稳压器。图1重点展示了最大负载电流在 4 A以上的几款现有稳压器，但这些降压型稳压器支持的电压和电流范围有限。采用新推出的四开关降压-升压型μModule稳压器LTM4712作为降压转换器，可以显著拓展工作范围，从而简化客户的系统设计。
图1.40 VIN (>4 A)降压型μModule稳压器。
该款四开关降压-升压转换器可以轻松配置为降压转换器，无需任何特殊调整。当VIN > VOUT时，内部控制器会让功率FET M3保持关断，而M4保持导通。M1和M2会调节输出，就像标准降压转换器一样运行，如图2所示。与之前的降压稳压器LTM4613相比，尽管M4引入了额外的传导损耗，但新器件仍然实现了更高的能效比，如图3所示。这一改进是MOSFET和电感技术进步的结果。
表1显示了无强制散热措施下的热性能比较，凸显了降压-升压转换器的效率优势。新器件提供的功率虽然比降压调节器高得多，但工作温度反而更低，而且尺寸相似
图2.用作降压型稳压器。
图3.降压模式效率和电流能力比较：(a) 5 VOUT效率，(b) 12 VOUT效率。
表1.降压模式热性能比较，TA = 25°C，无强制散热措施
四开关降压-升压拓扑用作升压型稳压器
如图4所示，ADI公司之前已经发布了一款40 V升压型μModule稳压器。LTM4656支持最大4A电流，而新发布的四开关降压-升压转换器在用作升压调节器时，可以处理更高的负载电流。
图4.ADI 40 V升压型稳压器系列。
在VIN < VOUT的应用中使用该款四开关降压-升压转换器时，内部开关M1保持导通，而M2保持关断。M3和M4会自然地调节输出，就像典型升压转换器一样，如图5所示。与缺乏输出短路保护的标准升压转换器不同，该款四开关降压-升压转换器具备固有的短路保护功能。如果输出短接到地，M1和M2将像降压转换器一样切换，限制从输入流到输出的电流。最大短路电流受输入或输出路径中的RSENSE电阻或峰值电感限流值（以较低者为准）的限制。此外，在初始VIN快速上升阶段，常规升压转换器通常会有不受控制的高冲击电流通过升压二极管，对COUT充电。该款四开关降压-升压转换器在VOUT较低时始终以降压模式启动，因此其输入冲击电流受到电感电流软启动的严格控制和限制。总之，相比常规升压调节器，该款四开关降压-升压转换器可实现更可靠的升压转换器。
图5.用作升压调节器，具备固有的输出短路保护功能。
图6和表2比较了该款四开关降压-升压型μModule稳压器与降压型μModule稳压器的效率、功率能力和热性能。第一款器件表现出优越的效率、更大的电流处理能力和明显更好的热性能。两款稳压器尺寸相同，均为16 mm × 16 mm。
图6.升压模式效率和电流能力比较：(a) 24 VOUT效率，(b) 36 VOUT效率。
表2.升压模式热性能比较，TA = 25°C，无强制散热措施
四开关降压-升压拓扑用作反相降压-升压型稳压器以提供负输出电压
与标准降压转换器类似，该款四开关降压-升压转换器也可配置为反相降压-升压拓扑，以用于负输出应用。如图7所示，M1和M2以互补方式切换；在此操作期间，M3关断，M4导通。请注意，最大电压VMAX = |VIN|+|VOUT|必须小于40 V，即该器件的最大额定电压。流过电感的直流电流IL的幅度计算公式为IL = IOUT/(1-D)，其中D是包含M1和M2的相位臂的占空比，M1是主开关。
图7.配置为反相降压-升压型稳压器。
图8为反相配置的电路示例，该电路设计为24 V输入和-12 V输出，支持高达10 A的负载电流。图9显示了从基准平台测试获得的效率曲线。
图8.反相配置的电路示例。
图9.基准平台测试的-12 VOUT效率曲线。
在反相降压-升压转换器中，输出电压在启动期间可能会略微上升至零伏以上。将该款四开关降压-升压型稳压器配置为反相模式时，也观察到同样的行为。
图10展示了启动期间输出电压反向的原理。在输入电源接通后，但在所有四个MOSFET开始切换之前，输入电流开始通过两条路径反向对输出电容充电：其一是通过跨接在M1和M2上的CIN去耦电容，其二是通过INTVCC电容路径。如果CIN或CINTVcc明显大于COUT，则可能出现更高的反向输出电压。
然而，μModule稳压器内部存在固有的箝位电路，如图11所示。VSD3和VSD4分别表示M3和M4的源漏电压。当-VOUT > VSD3 + VSD4时，M3和M4的体二极管导通，接管充电电流。这两个体二极管形成一个自然箝位电路。换句话说，最大反向输出电压为VSD3 + VSD4。
图12显示了启动期间基准平台测试的反向输出电压波形。在图12a中，反向-VOUT的幅度约为+0.75 V，与COUT (330 μF)相比，电路中的CIN (50 μF)有限。将CIN增加至350 μF时，观察到反向-VOUT升高至+1.5 V，如图12b所示。
CIN与COUT的比率可以调整，以使正输出电压最小。在达到内部箝位电压Vsd3 + Vsd4之前，比率越小，正输出电压越低。此外，输出端可以添加一个外部低正向压降箝位肖特基二极管，以将正电压限制在所需水平，如图8所示。
图10.启动期间的充电电流流动路径。
图11.四开关降压-升压转换器中的自然箝位电路。
图12.启动期间的反向-VOUT波形：(a)与COUT (330 μF)相比，CIN (50 μF)相对较小；(b)与COUT (330 μF)相比，CIN (350 μF)相对较大。
结语
该四开关降压-升压型μModule稳压器无需特殊配置即可直接作为降压或升压稳压器使用，基准测试显示其在效率、热性能及电流处理能力上均优于同类产品；同时支持反相输出配置，满足负电压应用需求。针对瞬时反向电压等场景，文中提供了设计指南。使用时建议结合数据手册、评估套件及LTpowerCAD、LTspice工具优化性能，确保不同应用下的稳定输出。
参考文献
Ling Jiang、Wesley Ballar、Anjan Panigrahy、Henry Zhang，“μModule Regulator Achieves Highest Power Efficiency”，Electronic Products，2024年10月。
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